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May 05, 2023

Une nouvelle méthode d'alimentation planaire d'antenne tige diélectrique utilisant un résonateur diélectrique

Rapports scientifiques volume 13,

Rapports scientifiques volume 13, Numéro d'article : 9242 (2023) Citer cet article

Détails des métriques

Cet article propose une nouvelle méthode pour exciter des ondes de surface dans des antennes à tige diélectrique utilisant des antennes à résonateur diélectrique. Le procédé consiste à loger une antenne à résonateur diélectrique rectangulaire avec une constante diélectrique de 10,2 à l'intérieur d'une antenne à tige diélectrique cylindrique creuse en téflon. En excitant les modes \({TE}_{111}^{y}\) et \({TE}_{113}^{y}\) de l'antenne à résonateur diélectrique, une onde de surface peut être lancée le long du téflon tube. Cette méthode offre l'avantage d'intégrer l'antenne tige diélectrique avec des circuits plans, où un rayonnement maximal dans la direction normale à la carte est souhaitable. Comparée à d'autres méthodes d'alimentation planaires, cette technique conduit à des niveaux inférieurs de lobe dorsal et de lobe latéral. J'ai fabriqué la structure proposée et effectué des tests pour mesurer ses performances. Les résultats mesurés montrent une largeur de bande d'impédance de 22% de 7,35 à 9,4 GHz et un gain maximum de 14 dB. De plus, l'efficacité de rayonnement simulée de l'antenne proposée dans toute la bande est supérieure à 90 %.

Les antennes à tige diélectrique sont d'excellents candidats pour une utilisation dans la bande des ondes millimétriques en raison de leur large bande passante d'impédance, de leur gain élevé, de leur diagramme de rayonnement stable et de leur efficacité de rayonnement élevée1,2,3. L'utilisation minimale de métal dans la structure de l'antenne contribue à son efficacité de rayonnement élevée. Aux basses fréquences, ces antennes sont utilisées comme systèmes d'alimentation pour les antennes à réflecteur4, tandis que dans le domaine des ondes millimétriques, elles sont directement intégrées aux circuits. De nombreuses études théoriques et expérimentales ont été menées pour comprendre le mécanisme de fonctionnement et prédire les propriétés de rayonnement de ces antennes5,6. En raison de leurs nombreuses caractéristiques positives dans les bandes de fréquences des micro-ondes et des ondes millimétriques, ils sont devenus largement utilisés dans diverses applications de télécommunication7,8,9,10. Récemment, ils ont été introduits en tant qu'antennes efficaces dans les térahertz et les bandes optiques pour les communications d'interconnexion sur puce entre les éléments de circuit intégré11,12,13,14. Cependant, les intégrer à des circuits planaires est un défi car une structure de guide d'onde non planaire est nécessaire pour exciter cette antenne.

Les antennes à tige diélectrique peuvent être excitées de différentes manières, avec des structures planes et non planes. Par exemple, en 15, un guide d'ondes électromagnétique transversal conique à deux fils en forme de V a été utilisé pour alimenter l'antenne à tige diélectrique. Bien que cette structure d'alimentation ait créé une large bande passante d'impédance, elle n'a pas la capacité de s'intégrer dans des structures planes. Dans une autre étude16, un guide d'onde métallique carré et un cornet conique ont été utilisés pour exciter l'antenne tige diélectrique. De plus, deux transitions perpendiculaires microruban à guide d'ondes ont été utilisées pour exciter le guide d'ondes, entraînant l'excitation de deux modes orthogonaux dans le guide d'ondes. Plusieurs autres travaux peuvent être trouvés dans la littérature où l'excitation de la tige diélectrique a été réalisée avec des guides d'ondes métalliques ou d'autres réseaux d'alimentation non planaires ; cependant, ils ne sont pas passés en revue ici par souci de brièveté17,18,19,20,21,22,23.

Dans certaines applications, telles que les stations de base à ondes millimétriques et les radars automobiles, une structure d'alimentation planaire est nécessaire pour exciter l'antenne. Cette méthode permet un déploiement plus facile de l'antenne tige diélectrique. Par exemple, en 24, les auteurs ont alimenté l'antenne en utilisant une ouverture à fente pliée dans le plan de masse. Cependant, cette méthode a une application limitée en raison du lobe arrière dans le diagramme de rayonnement. Dans cet article, nous allons comparer cette méthode d'alimentation avec notre méthode proposée. D'autres travaux similaires ont également utilisé l'excitation par fente25. Il existe d'autres méthodes d'alimentation planaire qui entraînent un diagramme de rayonnement en bout de champ26,27,28.

Dans notre travail, nous introduisons une nouvelle approche où une antenne à résonateur diélectrique (DRA) est utilisée pour alimenter l'antenne tige diélectrique pour la première fois. Un DRA rectangulaire est placé à l'intérieur d'un long tube en téflon et excité par le bas par une ouverture à fente. L'utilisation de DRA améliore le couplage électromagnétique de la ligne microruban à la tige diélectrique tout en minimisant le rayonnement arrière de l'antenne. La principale différence entre cette méthode et l'alimentation par ouverture de fente réside dans notre capacité à optimiser les niveaux des lobes latéraux et des lobes arrière du diagramme de rayonnement.

Le papier est organisé comme suit : dans "Configuration d'antenne" la configuration d'antenne est présentée. Dans "Étude paramétrique", une étude paramétrique est menée. Dans "Comparaison avec une tige diélectrique alimentée par fente", la méthode d'alimentation proposée est comparée à la méthode d'excitation par fente rapportée précédemment. Dans "Résultats de mesure", les résultats mesurés et simulés de l'antenne proposée sont comparés les uns aux autres. Enfin, dans "Conclusion", la conclusion de l'article est présentée.

La figure 1 montre la géométrie de l'antenne tige diélectrique alimentée par résonateur diélectrique proposée. Comme on peut le voir, un DRA rectangulaire de dimensions \(a_{DRA} \times a_{DRA} \times h_{DRA}\) est logé à l'intérieur d'un long tube en téflon qui joue le rôle d'une tige diélectrique. Les diamètres intérieur et extérieur et la hauteur du tube en téflon sont \(d_{in}\), \(d_{out}\) et \(h_{ROD}\), respectivement. Une ouverture de fente de dimensions \(l_{s} \times w_{s}\) est gravée dans le plan de masse avec la taille de \(L_{g} \times L_{g}\). L'ouverture de la fente est excitée par le bas par une ligne d'alimentation microruban et utilisée pour coupler l'alimentation de la ligne au DRA. La ligne microruban est imprimée sur le substrat RO 4003 avec une épaisseur de 0,508 mm et une constante diélectrique de 3,55. Le DRA est fabriqué à l'aide d'un matériau diélectrique Rogers 6010, qui a une constante diélectrique de 10,2 et une tangente de perte de 0,0023.

Géométrie de l'antenne proposée, (a) vue 3D, (b) vue de dessus.

La bande de fréquence opérationnelle de l'antenne est déterminée par les modes DRA et slot. Pour déterminer la fréquence de résonance du DRA, on peut supposer que le tube en téflon n'a pas d'effet significatif sur la fréquence de résonance du DRA en raison de sa distance par rapport au DRA. Par conséquent, pour calculer la fréquence de résonance du DRA, la méthode de guide d'onde diélectrique bien connue29,30 peut être utilisée pour calculer la fréquence de résonance du DRA rectangulaire. Pour exciter le mode \(TE_{111}^{y}\) dans DRA à une fréquence de 8 GHz, les dimensions de DRA sont obtenues comme aDRA = 7,1 mm et hDRA = 19,3 mm. Tous les paramètres d'antenne sont optimisés pour obtenir le meilleur niveau de gain, de niveau de lobe latéral, de bande passante et de lobe arrière. Les valeurs optimisées de ces paramètres sont répertoriées dans le tableau 1. Les simulations sont effectuées à l'aide de CST MW Studio 2022.

La figure 2a montre le coefficient de réflexion simulé de l'antenne proposée. Trois résonances peuvent être observées dans la courbe du coefficient de réflexion, qui résultent de la résonance des modes DRA et slot. De plus, à partir du diagramme de gain d'antenne illustré sur cette figure, on peut voir qu'un gain supérieur à 13 dB a été obtenu dans la gamme de fréquences liée à la résonance des modes DRA. La figure 2b montre les diagrammes SLL et de rapport avant/arrière (F/B), qui indiquent une bonne performance pour cette antenne dans la gamme de fréquences de 7,5 à 9,5 GHz. En particulier, on peut voir que le rapport F/B est très bon, ce qui indique une réduction significative du niveau de rayonnement du lobe arrière.

Les résultats simulés de l'antenne proposée, (a) le coefficient de réflexion et le gain de l'antenne proposée, (b) les niveaux des lobes latéraux dans les plans XoZ et YoZ et le rapport avant-arrière.

Avant l'étude paramétrique de l'antenne, traçons les distributions du champ électrique en trois points de fréquence associés aux minima du diagramme des coefficients de réflexion pour déterminer quelles fréquences sont associées à la résonance des modes DRA et slot.

Comme le montre la figure 3a, à la fréquence correspondant au premier minimum du diagramme de coefficient de réflexion, c'est-à-dire 7,1 GHz, l'amplitude du champ électrique autour de la fente est forte, ce qui indique que la résonance du mode est liée au mode fente . De plus, dans les deuxième et troisième fréquences minimales du diagramme, c'est-à-dire 8,3 et 8,8 GHz, les distributions de champ électrique illustrées à la Fig. 3b, c ressemblent aux \(TE_{111}^{y}\) et \(TE_{113 }^{y}\) modes de DRA.

Les distributions de champ électrique simulées de l'antenne proposée, (a) à 7,6 GHz, (b) à 8,3 GHz et (c) à 8,8 GHz.

Maintenant que l'origine des résonances est connue, une autre chose que l'on peut voir sur ces figures est l'excitation des ondes de surface à l'intérieur du tube en téflon. En comparant les Fig. 3b,c avec la Fig. 3a, on peut comprendre que les ondes excitées dans le tube sont plus fortes lorsque les sources de résonance sont des modes DRA. Le DRA semble provoquer le soulèvement de la vague.

Cette section comprend des études paramétriques du comportement de l'antenne, avec des variations sur la hauteur et la largeur du résonateur diélectrique, la hauteur et les diamètres de la tige diélectrique. Tout d'abord, l'influence de la hauteur DR sur les caractéristiques de l'antenne a été étudiée. On peut voir sur la figure 4a qu'avec le changement de hauteur DR, l'emplacement des deux minima supérieurs dans la courbe du coefficient de réflexion change, tandis que l'emplacement du premier minimum ne change pas de manière significative, ce qui indique que la première résonance n'est pas liés au mode DRA, mais au mode Slot.

Les résultats simulés de l'antenne proposée pour différentes valeurs de hauteur DRA, \(h_{DRA}\), (a) coefficient de réflexion, (b) gain, (c) rapport avant-arrière, (d) niveau des lobes latéraux dans le plan XoZ, (e) niveau du lobe latéral dans le plan YoZ.

Les figures 4b à e montrent les changements de gain, de rapport avant-arrière et de niveaux de lobe latéral pour hDRA entre 17,3 et 21,3 mm. Observez que le meilleur choix possible est h = 19,3 mm. En outre, il a été découvert que le meilleur SLL dans les plans XoZ et YoZ, gain et rapport avant-arrière, est obtenu pour la gamme de fréquences dans laquelle le DRA résonne, c'est-à-dire dans la partie supérieure de la bande opérationnelle. En fait, comme mentionné précédemment, c'est l'avantage d'utiliser DR pour exciter la tige diélectrique au lieu d'une seule fente. La figure 5 montre l'influence de la longueur DR sur les résultats de sortie de l'antenne proposée. La modification de la longueur de DR modifie l'emplacement des deux minima supérieurs de la courbe. L'augmentation de la longueur de DR entraîne une diminution de la fréquence de ces deux points, ce qui se produit en raison du changement de la fréquence de résonance des modes TE111 et TE113 de l'antenne DR. De plus, l'emplacement du premier minimum de la courbe, qui est lié à la résonance de la fente, ne change pas, et seul son niveau a changé. D'après la Fig. 5b – e qui montre les graphiques de gain, le rapport avant/arrière et les niveaux de lobe latéral dans les plans XoZ et YoZ, on peut comprendre que pour faire un compromis entre ces résultats, la longueur DR doit être de 7,1 mm.

Les résultats simulés de l'antenne proposée pour différentes valeurs de longueur DRA, \(a_{DRA}\), (a) coefficient de réflexion, (b) gain, (c) rapport avant-arrière, (d) niveau des lobes latéraux dans le plan XoZ, (e) niveau du lobe latéral dans le plan YoZ.

Les changements du coefficient de réflexion, du gain, du rapport avant-arrière et des niveaux de lobe latéral de l'antenne avec la variation de la hauteur de la tige sont illustrés à la Fig. 6. On peut voir sur la Fig. 6a que la bande passante de l'antenne n'a pas changé significativement. En effet, les trois résonances dans la bande opérationnelle proviennent des modes DR et slot. Mais d'après la Fig. 6b–e, il est clair que la hauteur de la tige a un effet significatif sur les résultats de champ lointain de l'antenne et un bon compromis entre ces sorties est atteint pour hRod = 74 mm. Comme le montre la figure 6c, la modification de la hauteur de la tige a un effet significatif sur les emplacements de fréquence des pics de rapport avant-arrière (F/B). Cependant, les emplacements de |S11| restent inchangés. Cela indique que la présence de la tige fait que les emplacements de fréquence des pics F/B ne coïncident pas avec |S11|. La courbe F/B de cette figure montre également que lorsque la hauteur de la tige augmente à 78 mm, trois pics apparaissent dans la courbe F/B aux fréquences de 7,5, 8,5 et 9,8 GHz. Ces pics correspondent à la résonance de la fente et aux deux résonances des modes DRA.

Les résultats simulés de l'antenne proposée pour différentes valeurs de hauteur de tige diélectrique, \(h_{Rod}\), (a) coefficient de réflexion, (b) gain, (c) rapport avant/arrière, (d) lobe latéral niveau dans le plan XoZ, (e) niveau du lobe latéral dans le plan YoZ.

Dans cette section, la comparaison entre les résultats de simulation de l'antenne tige diélectrique couplée à DR et l'antenne tige diélectrique couplée à l'ouverture de fente est discutée. La figure 7 montre une comparaison entre les coefficients de réflexion, les gains, les rapports avant-arrière et les SLL de ces deux antennes. La supériorité de l'antenne couplée DRA est évidente dans toutes ces courbes.

Comparaison entre les résultats de simulation de l'antenne tige diélectrique couplée au DR avec l'antenne tige couplée à l'ouverture de la fente, (a) coefficient de réflexion, (b) gain, (c) rapport avant-arrière, (d) niveau des lobes latéraux dans le plan XoZ, (e) niveau du lobe latéral dans le plan YoZ.

Pour expliquer la raison de cette supériorité, les distributions de champ électrique des deux antennes sont illustrées à la Fig. 8, qui montre le fort couplage du champ électrique au tube en téflon alimenté par DRA par rapport au tube à fente. En fait, le DRA a fait que les ondes sont dirigées vers le haut, par rapport à la fente, qui a tendance à avoir un rayonnement relativement égal à la fois vers le haut et vers le bas.

La distribution du champ électrique de l'antenne tige diélectrique avec deux méthodes d'alimentation différentes, (a) couplée à DR à 8,4 GHz, (b) couplée à une ouverture de fente à 7,35 GHz.

La puissance transférée entre le port et l'antenne est influencée par le type et la position du port par rapport à l'antenne tige diélectrique. Bien que des méthodes numériques soient généralement nécessaires pour déterminer ces valeurs, la compréhension des distributions de champ des modes de la tige et l'utilisation du théorème de réciprocité de Lorentz peuvent fournir des informations précieuses. La source peut être représentée comme un courant électrique ou magnétique lors du couplage à une tige, et le théorème de réciprocité peut être utilisé avec les conditions aux limites appropriées pour déterminer la quantité de couplage, χ, entre la source et les champs de la tige. La quantité de couplage pour les sources électriques et magnétiques peut être calculée avec les équations suivantes31.

où Js et Ms représentent respectivement les sources de courant électriques et magnétiques et EROD et HROD font référence aux champs électriques et magnétiques à l'intérieur de la tige diélectrique. V représente le volume où sont présentes les sources de courant électrique et/ou magnétique.

Selon l'éq. (1), pour obtenir un couplage fort avec une source de courant électrique, la source doit être placée dans une zone avec de forts champs électriques à l'intérieur de la tige. A l'inverse, l'éq. (2) stipule que pour obtenir un couplage fort avec une source de courant magnétique (telle qu'une boucle ou une ouverture), la source doit être placée dans une zone avec de forts champs magnétiques. Dans ces deux équations, il est évident que plus le volume de V, représentant le volume des sources interagissant avec les champs de crayons, est grand, plus le couplage est important.

Une fente d'ouverture peut être considérée comme une source de courant magnétique. Il a également été démontré qu'un DRA peut être modélisé en utilisant des sources de courant magnétique sur ses parois. Bien que des courants électriques existent également sur les murs lors de la modélisation avec le principe d'équivalence, leur portée est faible par rapport aux courants magnétiques équivalents et peut être ignorée32,33. La figure 9 montre un modèle simplifié du DRA et de la fente à l'intérieur de la tige diélectrique. On peut observer que le volume dans lequel les courants magnétiques équivalents du DRA interagissent avec le champ magnétique de la tige diélectrique est supérieur au volume d'engagement de courant magnétique de la fente. En conséquence, les éqs. (1) et (2) indiquent que la quantité de couplage d'onde du DRA à la tige est supérieure à celle de la fente à la tige.

Modélisation simple de la fente et du DRA en tant que sources de courants magnétiques à l'intérieur de la tige diélectrique, (a) champs magnétiques d'ondes progressives à l'intérieur de la tige diélectrique, (b) ouverture de la fente en tant que source de courant magnétique, (c) densités de courant magnétique équivalentes sur les parois de DRA .

Pour confirmer les résultats de la simulation, un prototype d'antenne à tige diélectrique alimentée en DRA est fabriqué, comme illustré à la Fig. 10. L'antenne a été testée dans le laboratoire d'antennes de l'Université KNTU à Téhéran. Un ANALYSEUR DE RÉSEAU HEWLETT-PACKARD 8410C a été utilisé pour mesurer le coefficient de réflexion de l'antenne. Une antenne cornet standard WR-102, qui couvre la bande de fréquence de 7 à 11 GHz, a été utilisée pour le test. Les résultats du coefficient de réflexion obtenus à partir de la simulation et de la mesure sont illustrés à la Fig. 11, qui montre une largeur de bande d'impédance de 22 % à partir de la fréquence de 7,45 à 9,3 GHz. Il existe une certaine divergence entre les résultats de simulation et de mesure, qui est due à des erreurs de fabrication et de mesure. L'erreur de mesure est causée par la présence du câble d'alimentation et d'autres dispositifs autour de l'antenne testée.

Le prototype fabriqué de l'antenne tige diélectrique proposée.

Les coefficients de réflexion simulés et mesurés de l'antenne proposée.

La figure 12 montre les gains de simulation et de mesure. Comme on peut le voir, le gain maximum est de 14 dB et le gain dans toute la bande est supérieur à 11 dB. Un bon accord entre les résultats de mesure et de simulation est obtenu. Il convient de noter qu'en augmentant la longueur de la tige jusqu'à \(6\lambda_{0}\), le gain peut être augmenté encore plus que cette valeur, mais le but de cet article est de prouver une nouvelle méthode d'alimentation pour l'antenne tige et une structure avec une hauteur inférieure d'environ \(2\lambda_{0}\) est considérée.

Les gains simulés et mesurés de l'antenne proposée.

La figure 13 montre les diagrammes de rayonnement de l'antenne proposée à 8 et 9 GHz dans les plans XoZ et YoZ. On peut observer que les diagrammes de rayonnement de l'antenne sont dirigés vers l'axe de visée et les niveaux des lobes secondaires de l'antenne sont inférieurs à 10 dB. La discrimination polaire croisée de plus de 20 dB est atteinte. De plus, les résultats de mesure sont en assez bon accord avec les résultats de simulation.

Les diagrammes de rayonnement simulés et mesurés de l'antenne proposée, (a) à 8 GHz dans le plan XoZ, (b) à 8 GHz dans le plan YoZ, (c) à 9 GHz dans le plan XoZ, (d) à 9 GHz dans le plan YoZ .

Enfin, l'antenne proposée a été comparée à d'autres structures de tiges diélectriques qui présentent également un diagramme de rayonnement large. Il est important de noter que l'utilisation d'un résonateur diélectrique pour alimenter le jonc diélectrique visait à créer une structure à motif bordé. Cela signifie que le lobe principal du diagramme de rayonnement est perpendiculaire au plan de masse. Par conséquent, il n'est pas approprié de comparer cette structure avec des échantillons qui ont un diagramme de rayonnement en bout de champ. En effet, comme mentionné précédemment, le fait d'avoir un diagramme large dans l'antenne offre de nombreux avantages par rapport aux diagrammes de tir en bout, y compris la facilité de déploiement de l'antenne. Il n'y a que quelques exemples rapportés d'antennes à tige diélectrique avec des motifs latéraux, et il y a encore de la place pour d'autres recherches dans ce domaine. Un autre avantage de cette antenne est son réseau d'alimentation complètement planaire. Cela élimine le besoin d'une enceinte métallique dans la section initiale de la tige diélectrique, qui est présente dans de nombreux travaux antérieurs.

Le tableau 2 présente une comparaison entre l'antenne proposée et les antennes signalées précédemment qui présentent un diagramme de bord large. Par rapport aux travaux présentés dans 24, la structure proposée a une largeur de bande d'impédance relativement égale, mais son gain est plus faible. L'une des raisons en est que la structure rapportée dans 24 est un tableau 2 × 2 de DRA. Cependant, comme le montre le tableau, la longueur du travail présenté dans24 est presque trois fois supérieure à celle de notre travail.

Par rapport au travail présenté dans25, notre travail proposé a une dimension électrique plus petite et un gain plus élevé. La largeur de bande d'impédance de l'œuvre proposée est inférieure à celle de25. Cependant, il est important de noter que la bande passante dans la structure proposée peut être augmentée en utilisant un résonateur diélectrique à large bande.

Dans les travaux34 et 35, des alimentations à fente et patch planaires sont utilisées, mais elles sont entourées d'un guide d'ondes, ce qui augmente la complexité de la construction. Cependant, comme le montre le tableau, work34 a une bande passante d'impédance très petite, et work35 a également une bande passante d'impédance et un gain inférieurs à ceux du travail proposé.

Cet article présente une structure planaire pour exciter des ondes de surface dans une antenne tige diélectrique. La structure permet de contrôler les niveaux de lobe latéral et de lobe arrière dans le diagramme de rayonnement d'antenne. Cette méthode est utile pour alimenter l'antenne tige lorsqu'un diagramme directionnel perpendiculaire au sol est nécessaire. Par rapport à l'utilisation d'une fente pour exciter la tige, l'utilisation d'un résonateur diélectrique réduit les niveaux de lobe arrière et de lobe latéral dans le diagramme de rayonnement, tout en obtenant également une bande passante et un gain d'impédance plus élevés. L'antenne proposée a été fabriquée et les résultats de mesure confirment les résultats de simulation. L'antenne a une largeur de bande d'impédance de 22 % et un gain maximum de 14 dB tel que mesuré.

Les ensembles de données utilisés et/ou analysés au cours de l'étude en cours sont disponibles auprès de l'auteur correspondant sur demande raisonnable.

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École de génie électrique et informatique, Université de technologie de Qom, Qom, Iran

Saïd Fakhté

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Correspondance à Saeed Fakhte.

L'auteur ne déclare aucun intérêt concurrent.

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Réimpressions et autorisations

Fakhte, S. Une nouvelle méthode d'alimentation planaire d'antenne à tige diélectrique utilisant un résonateur diélectrique. Sci Rep 13, 9242 (2023). https://doi.org/10.1038/s41598-023-36543-0

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Reçu : 23 avril 2023

Accepté : 06 juin 2023

Publié: 07 juin 2023

DOI : https://doi.org/10.1038/s41598-023-36543-0

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